第1章噪声
　　电磁波在传播过程中，不仅会衰减，还会产生反射和衍射，并受来自其他通信设备的电磁波信号的叠加或抵消而引发干涉的影响。因此，无线通信中使用的电磁波，以衰减较少，且能绕过障碍物，能够在大范围内传送信息的低频段为宜。然而，6GHz以下的低频段已经按照电磁波法分配殆尽，且分配的频率也被限定在很狭窄的频带范围内。
　　根据香农定理，当通信链路中存在高斯分布的噪声时，设信道内信号的总功率为S，信道内噪声的总功率为N，则通信速度C（bit/sec）和信道带宽W（Hz）之间的关系为：
　　（1.1）
　　从这个定理可以看出，为了实现高速通信，不仅需要增大信噪比，还需要确保足够宽的信号频带［2］。正因如此，2020年正式开始引入的第五代移动通信中，为实现高速、大容量的通信，正在讨论利用28GHz频带［3］。另一方面，高频电磁波存在衰减大、直线性强、易受障碍物影响等问题。衰减大的无线信号到达接收机时较为微弱，这就要求接收机具有更高的接收灵敏度。由于无线接收机内部电路产生的噪声对接收灵敏度的影响很大，因此设计者需要对电路内部产生的噪声具有一定的理解。
　　无线电路内部产生的噪声有电阻以及半导体电流引起的热噪声（thermal noise）、半导体器件的载流子（MOSFET的场合则为电子）随时间波动的闪烁噪声（flicker noise）。如果考虑所有的这些噪声，则会使得无线电路性能的分析变得非常困难，如果以具有连续性的热噪声作为对象来考虑，则可以建立起电路设计的理论。另外，噪声功率几乎都是热噪声，因此可以将电阻和半导体器件的热噪声作为研究对象来进行电路设计。
　　1.2 MOSFET中的噪声
　　1.1 电阻噪声
　　电阻产生的噪声是电阻内部载流子（MOSFET的场合则为自由电子）的不规则热振动（称之为布朗运动）所产生的热噪声。热噪声于1927年由贝尔实验室的约翰逊和奈奎斯特发现，因此也被称为约翰逊噪声或者约翰逊 奈奎斯特噪声。自由电子的运动产生了电流，因而电子的不规则热振动导致了电流的紊乱，即噪声。此外，随着电阻温度上升，电子的运动更活跃也会使得噪声增加。
　　根据奈奎斯特噪声定理，设内部电阻为R，玻尔兹曼常数k = 1.38×10-23（m2kgs-2K-1），带宽为B（Hz），绝对温度为T（K），则噪声电压vn为：
　　（1.2）
　　另外，设图1.1所示的噪声电压为vn，信号源阻抗ZS和负载阻抗ZL的匹配阻抗（impedance matching）为R，则传输到负载的*大噪声功率密度（有功噪声功率）Pn为：
　　（1.3）
　　此处，每1Hz的噪声功率为：
　　（1.4）
　　常温时噪声功率为3.98×10-18（W/Hz）=-174dBm/Hz，而比这个值更小的噪声则不存在。
　　1.2 MOSFET中的噪声
　　如图1.2（a）所示，工作于饱和区的MOSFET中的热噪声表示为连接在源极和漏极之间的电流源。设玻尔兹曼常数为k，绝对温度为T，过剩噪声系数为γ，跨导为gm，则每1Hz的噪声电流为：
　　（1.5）
　　其中，γ在栅长较长（比如1μm以上）的MOSFET中取值为2/3，短沟道MOSFET（比如栅长在0.25μm以下）中则为1以上的值。将此热噪声表现为直接连接在栅极的电压源，则如图1.2（b）所示，其电压绝对值为：
　　（1.6）
　　此外，热噪声也会自栅极电阻RG而产生，且在短沟道中尤其显著，需要考虑其影响。设栅极的方块电阻为RW，栅长为LG，栅宽为WG，则栅极直流电阻
　　（1.7）
　　另一方面，在栅宽为数十微米的栅极上施加数百MHz以上的高频信号时，需要将栅极电极视作分布参数电路。使用分布参数电路的分析结果，将栅极电阻用等效的集总参数进行近似，可以知道它相当于直流电阻的1/3，栅极电阻所引发的噪声功率为：
　　（1.8）
　　高频电路设计中，为了使这种噪声成分远低于MOSFET沟道的热噪声，如图1.3（a）所示，使用单位FET并联的多指结构（multi finger）。单位FET的栅长W0在高频电路中通常选择几μm到10μm。此时的栅极电阻为。另外，在被视作分布参数电路的栅极电极上施加电压时，电极的远端电位不追随近端电位，从而导致高频时器件的高频特性指标——*大振荡频率fmax受到很大的影响，因此多指结构显得非常关键。包含栅极电阻引起的噪声的等效电路如图1.3（b）所示。
　　闪烁噪声是作为MOSFET载流子的电子随时间波动产生的噪声，也被称为1/f 噪声。这种噪声是因MOS管界面（Si-SiO2）的晶体表面或者晶格缺陷的悬挂键上电荷随机被捕获而产生的［5］。噪声的大小可以通过下式求得：
　　（1.9）
　　其中，K为工艺参数，COX为MOS管的栅极电容。在P型MOSFET中，沟道形成于距MOS管界面较深的位置，其电荷受到悬挂键的影响较小，因而相比于N型MOSFET，其闪烁噪声更小。闪烁噪声在低频时影响较大而在高频时可以被无视，在进行频率变换电路的设计时，需要加以留意。
　　此外，我们把使闪烁噪声和热噪声的功率谱密度的大小关系正好反转的频率称为1/f噪声拐角频率。
　　从高斯分布。将波形的一部分在时间轴上进行放大同样服从高斯分布。这意味着噪声功率谱在全频率范围内都一样，如图1.5所示。无限高的频率意味着时域上无限小的时间变动，我们称具有如此功率密度的噪声为白噪声（white noise）。
　　之所以用颜色来表示噪声，是因为白光包含了所有颜色，所以包含所有频率的热噪声称为白噪声。
　　噪声的大小可以由噪声电压的均方根获得，噪声电压发生概率的分布函数服从高斯分布，因而噪声能量可通过下式求得：
　　（1.10）
　　其中。由上式可知，噪声能量等于其概率密度函数的方差。
　　信号功率和噪声功率的比称为信噪比（signal-to-noise，SNR），在数字无线通信的场合，它是计算误码率时的指标。

目录
第1章　噪声　1
1.1　电阻噪声　3
1.2　MOSFET中的噪声　3
1.3　热噪声的分布　5
参考文献　9
第2章　低噪声放大器　11
2.1　接收部分结构和接收功率强度　13
2.2　噪声系数和输入参考噪声　13
2.3　级联连接结构的接收机的噪声　14
2.4　接收信号和噪声电平的关系　15
2.5　输入输出匹配　18
2.6　LNA输入阻抗的史密斯圆图轨迹　21
2.7　共源共栅结构的LNA　22
2.8　寄生元件的影响　23
2.9　放大器的输出噪声　26
2.10　等噪声系数圆、等增益圆　28
2.11　电路的非线性　31
2.12　噪声消除型LNA　35
参考文献　39
第3章　混频器　41
3.1　频率变换的原理　43
3.2　镜频信号　43
3.3　镜频抑制混频器　45
3.4　镜频抑制度　46
3.5　相位差π/2（90°）的信号产生电路　48
3.5.1　多相滤波器　48
3.5.2　使用触发器的电路　51
3.6　混频器的具体例子　51
3.6.1　无源混频器　52
3.6.2　无源混频器的噪声　54
3.6.3　有源混频器的转换增益　57
3.6.4　有源混频器的噪声　59
3.7　谐波抑制混频器　61
3.8　*新的混频器　63
参考文献　68
第4章　压控振荡器　69
4.1　LC振荡器的起振条件　71
4.2　相位噪声　75
4.3　其他噪声的路径（上变频）及噪声抑制电路　78
4.4　相位噪声对接收时的影响　81
4.5　VCO电路结构的例子　83
4.6　正交VCO　87
4.7　注入同步VCO　89
参考文献　96
第5章　锁相环　97
5.1　整数分频PLL　99
5.1.1　分频器　99
5.1.2　鉴相器　101
5.1.3　PLL传递函数和环路滤波器　108
5.1.4　PLL环路滤波器的安装　117
5.1.5　PLL的频率响应　118
5.1.6　噪声源和相位噪声　122
5.2　分数分频PLL　124
5.2.1　理想的分数分频　125
5.2.2　ΣΔ调制器和分频比的随机化　126
5.2.3　MASH　131
5.2.4　累加器的位数和杂散（spurious）　134
5.2.5　使用ΣΔ调制器的分数分频PLL示例　135
5.2.6　PLL的分数分频传递函数和相位噪声特性　136
5.3　全数字PLL　140
5.3.1　数控振荡器　140
5.3.2　ΣΔ调制器　143
5.3.3　相位比较　146
5.3.4　时间数字转换器　148
5.3.5　PLL传递函数和数字环路滤波器　153
5.3.6　ADPLL的相位噪声　155
参考文献　159
第6章　模拟基带　161
6.1　滤波器特性和模拟基带信号　163
6.2　gmC滤波器　166
6.2.1　单相输入/单相输出gm放大器　166
6.2.2　差分输入gm放大器　168
6.2.3　gmC滤波器　176
6.2.4　典型的滤波器特性　183
6.2.5　滤波器特性自动调整电路　184
6.3　离散时间滤波器　186
6.3.1　使用开关电容的离散时间滤波器　186
6.3.2　占空比控制离散时间滤波器　192
6.4　基带放大器　193
参考文献　195
第7章　接收机的设计　197
7.1　接收机架构　199
7.2　电平设计　202
7.3　模拟电路的缺陷对解调性能的影响　205
参考文献　209
第8章　发射机的设计　211
8.1　收发机的整体配置　213
8.2　发射机性能指标　214
8.3　发射机架构　214
8.4　发射信号对接收性能的影响（SAW滤波器的必要性）　216
8.5　低噪声驱动放大器设计　220
8.6　功率放大器　221
8.7　低失真高效率化方法　234
8.8　天线开关　239
8.9　环行器　246
参考文献　252